Новое оборудование система - Heidelberg DWL 66+

ООО «НПП «Техно-ПАРК» выиграло гранд в конкурсе «Коммерциализация-VII» с проектом «Новый способ конструирования фильтров на поверхностных акустических волнах с применением технологии прямого экспонирования лазерным лучом». В рамках данного проекта решается проблема технологического отставания и появляется возможность изготавливать структуры с минимальным размером элемента 0,3 мкм. Совместно с Фондом содействия развитию малых форм предприятий в научно-технической сфере (Фонд содействия инновациям) ООО «НПП «Техно-ПАРК» приобрело и готовится к запуску систему безмасковой лазерной литографии DWL 66+ производитель - Heidelberg Instruments Mikrotechnik GmbH (Германия). Поставщиком данной системы выступают наши коллеги из ООО «Минетех».

Система Heidelberg DWL 66+  включает в себя:

Новое оборудование система - Heidelberg DWL 66+
  • Климатическая камера.
  • Антивибрационное основание.
  • Продвинутая оптическая система включающая высокоотражающие зеркала и акустооптические модуляторы с коррекцией в реальном времени
  • Система камер (макро и микро) для инспекции подложки, автоматического выравнивания (совмещения) и функций измерения.
  • Манометрическая система автофокусировки в реальном времени с диапазоном (размером) 80 мкм.
  • (требует 5 мм дистанции от края подложки)
  • Столик с линейными моторами на воздушных подшипниках, линейные модуляторы для контроля позиции столика, вакуумный прижим для образцов разных размеров.
Параметры работы системы Heidelberg DWL 66+:
Режим работы HiRes I II III IV V
Размер адресной сетки, нм 5 10 25 50 100 200
Минимальный размер элемента, мкм 0,3 0,6 0,8 1,0 2,0 4,0
Минимальная ширина линии и промежутка [half pitch, μm] 0,5 0,8 1,0 1,5 3,0 5,0
Скорость экспонирования для диодного лазера 405 нм (рисования), мм2/мин 3 13 40 150 600 2000
Скорость экспонирования для UV диодного лазера (рисования), мм2/мин 2 10 30 110 - -
Неровность (шероховатость) края (3σ), нм 50 50 70 80 110 160
Равномерность (3σ), нм 60 60 80 130 180 250
Точность совмещения (3σ), нм 100 100 150 250 400 800
Точность совмещения 2-ого слоя на 100x100мм² [3σ, nm] 500 500 500 500 800 1000
Область письма (экспонирования), мм2 200 х 200
Примеры работы системы Heidelberg DWL 66+:
Новое оборудование система - Heidelberg DWL 66+
Новое оборудование система - Heidelberg DWL 66+
Проводимый комплекс работ по запуску и освоению новой системы позволяет создать фильтры на ПАВ, отличающихся улучшениями по следующим основным характеристикам: номинальная частота, вносимые потери, подавление сигнала в полосе задержания, масса-габаритные показатели и стоимость. Являясь аппаратурно-образующими элементами частотной селекции радиоэлектронной аппаратуры передачи и обработки информации, фильтры на ПАВ обеспечат улучшение в реальном масштабе времени таких аппаратурных функций, как чувствительность, динамический диапазон, помехозащищенность, масса-габаритные показатели, энергопотребление, плотность упаковки информационных каналов, стабильность рабочих частот. Внедрение инновационных технологий предлагаемых в рамках настоящего проекта позволит увеличить в несколько раз объём производства с одновременным снижением себестоимости единицы продукции и соответственно уменьшить разрыв цен по сравнению с зарубежными аналогами. На сегодняшний день потребность импортозамещения фильтров на ПАВ настолько велика, что традиционный путь разработки и освоения в производстве (затратный и трудоемкий) займет десятки лет. Инновационная технология многократно облегчит вывод на рынок новых типономиналов фильтров на ПАВ по программе импортозамещения. С ростом производства и снижения себестоимости, несомненно, откроется перспектива экспортного потенциала Объединение прогрессивных методов разработки с инновационной технологией формирования высокопрецизионных структур методом литографии без использования фотошаблона посредством ультрафиолетового лазерного излучения выводит на новый научно-технический уровень производство фильтров на ПАВ.

Фильтры на ОАВ резонаторах FBAR (BAW SMR)



Фильтры на ОАВ резонаторах FBAR (BAW SMR)
Рисунок 1. Вариант конструкции FBAR                    Рисунок 2. Вариант конструкции BAW SMR

Фильтры на основе объемных акустических волн (ОАВ) широко используются при создании монолитных и дискретных фильтров на кристаллических резонаторах из кварца, танталата лития, лангасита и пьезокерамики. Однако повышение рабочих частот выше нескольких сотен МГц для таких приборов связано с недопустимым с точки зрения прочности уменьшением их толщины. Технология фильтров на поверхностных акустических волнах (ПАВ) достаточно проста и имеет высокую повторяемость, однако с повышением частоты возрастают требования к разрешающей способности фотолитографии и обработке поверхности пьезоэлектрика, что приводит к ограничению частотного диапазона до (3÷4)ГГц. В то же время современные достижения в нанесении пьезоэлектрических пленок привили к созданию и быстро увеличивающемуся производству тонкопленочных пьезоэлектрических резонаторов на ОАВ (FBAR или TFBAR  –   thin-film bulk-wave acoustic resonators). Совместимость таких устройств со стандартной полупроводниковой технологией интегральных микросхем делает их перспективными для создания радиочастотных систем в одной интегральной микросхеме (SoC – System on Chip).

На (Рис.1) показан вариант конструкции FBAR-резонаторов, напыление электродов и пьезоэлектрической пленки проводят на участки поддерживающего материала с последующим его поверхностным травлением через отверстия по краям резонатора. Частота FBAR-резонаторов определяется толщиной пьезопленки и электродов. Подстройка частоты в пределах до 2% осуществляется напылением дополнительной массы поверх резонатора. На основе FBAR получают фильтры в диапазоне частот 0,5… 10 ГГц с относительной шириной полосы пропускания до 3…4% работающие на мощностях до 1Вт.

В другом варианте исполнения (Рис.2) резонатор напыляется на отражающую акустические волны Брегговскую решетку, состоящую из нескольких чередующихся четвертьволновых слоев с высоким и низким акустическими импедансами. Производство фильтров на таких резонаторах  позволяет использовать только операции напыления и фотолитографии. Скорость продольной объемной волны в нитриде алюминия достигает величины около 11 км/с, что при толщине пленки в 0,2 мкм соответствует частоте 28 ГГц. Необходимо отметить, что свой понижающий частоту вклад вносит толщина электродов, но даже с учетом этого обстоятельства рабочая частота тонкопленочного резонатора с акустическим отражателем (SMR BAW - solidly mounted resonator bulk acoustic wave), работающего на объемных продольных акустических волнах может достигать величины вплоть до 30 ГГц, что совершенно недостижимо для устройств на ПАВ.

Для построения фильтров на FBAR или SMR BAW  используют в основном лестничные схемы. Для увеличения полосы пропускания используют расширительные напыленные или MEMS-индуктивности. Мостовую эквивалентную схему замещения имеют фильтры на основе FBAR (SMR BAW)  с разделенным верхним электродом.

ПРЕЦИЗИОННЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ СВЧ-УСТРОЙСТВА ДЛЯ КОНТРОЛЯ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК МИКРОБЛОКОВ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ

Введение

Развитие нового поколения аппаратуры передачи, обработки и приема информации с повышенными требованиями к габаритам, частотной избирательности и уровню потерь сигнала в частотно-избирательных трактах делает всё более актуальной решение задачи создания комплексированных электронных модулей, которые комбинируют в себе различные функциональные узлы – фильтры, усилители, фазовращатели, делители и другие элементы. Поиск решения этой задачи привел к созданию активных частотно-избирательных элементов на основе ПАВ-фильтров, использование которых в качестве избирательных элементов микроблоков обусловлено уникальностью их эксплуатационных характеристик в широком диапазоне частот от 20 до 3500 МГц [1].

Несмотря на прогресс в разработке конструкций фильтров на ПАВ и методов их расчета [2], позволивший реализовать высокоизбирательные устройства с уровнем вносимого затухания менее 3 дБ, разработчикам РЭА приходится использовать дополнительные усилительные каскады, чтобы избежать потери мощности сигнала на выходе аппаратуры. Это приводит к усложнению схемы, увеличению габаритов и потребляемой мощности, а также необходимости проработки вопросов согласования импедансов ПАВ-фильтров с импедансами усилителей и тракта в целом.

В данной статье приводятся  результаты разработки малошумящих, малогабаритных радиационно-стойких ЧИМ на основе ПАВ-фильтров, предназначенных для применения в РЭА с ограниченной  потребляемой мощностью на частотный диапазон 157…1330 МГц с полосами пропускания от 1,0% до 8,0%.

Анализ современного состояния исследований по разработке ЧИМ показывает, что их схемотехнические решения связаны с применением трех базовых конструкций, приведенных на рисунке 1.  Схема 1 обеспечивает минимальный коэффициент шума; схема 2 имеет лучшую помехозащищенность по входу и, как следствие, лучшие характеристики по уровню интермодуляционных искажений; схема 3 обеспечивает широкополосное согласование с радиочастотным трактом. Существенным недостатком схем 1 – 3 является относительно малая внеполосная избирательность (не более 40 дБ).

В рамках данной работы было предложено новое схемотехническое решение ЧИМ (рис.1, схема 4).  Конструкция ЧИМ содержит два избирательных элемента, выполненных по ПАВ-технологии и расположенных на входе и выходе устройства, и высокочастотного широкополосного усилителя, обеспечивающего компенсацию вносимого затухания ПАВ-фильтров. Входной фильтр осуществляет выделение сигнала рабочего диапазона частот. Выходной ПАВ-фильтр осуществляет дополнительную фильтрацию, обеспечивая лучшую избирательность устройства в целом (до 70 дБ), а также препятствует проникновению интермодуляционных искажений второго порядка, возникающих в усилителе. Преимуществом такой конструкции является высокая частотная избирательность за счет применения двух ПАВ фильтров, а также приемлемый коэффициент шума и высокая помехозащищенность. Впервые данное конструктивное решение было использовано нами в модульных канальных эквалайзерах [3,4], и показало высокую эффективность с точки зрения обеспечения качественного приема и распределения телевизионного сигнала в коллективной сети. Аналогичные работы были проведены для изделий спецтехники для диапазона частот до 500 МГц  и подтвердили эффективность данной конструкции.

Рис.1. Базовые конструкции частотно избирательных модулей: У - усилитель; СЦ – согласующая цепь; ПАВ – пьезоэлектрический фильтр (ПАВ-фильтр)

Рис.1. Базовые конструкции частотно избирательных модулей: У - усилитель; СЦ – согласующая цепь; ПАВ – пьезоэлектрический фильтр (ПАВ-фильтр)

РАЗРАБОТКА И ИЗГОТОВЛЕНИЕ КОНТАКТНОГО УСТРОЙСТВА

Разработано и изготовлено контактное устройство, которое  обеспечивает прецизионность измерения параметров полученных ЧИМ, с минимальными искажениями. На первом этапе разработки была спроектирована 3D модель контактного устройства (рис.2) а так же комплект чертежей. Выполнено с помощью AutoCAD 2014.   Схема рабочей зоны с образцом и фото контактного устройства приведено на рисунках 3, 4 соответственно.

Рис 2. 3D модель контактного устройства (выполнена с помощью AutoCAD 2014)

Рис 2. 3D модель контактного устройства (выполнена с помощью AutoCAD 2014)

Рис.3 Рабочая зона контактного устройства  с образцом.   

Рис.3 Рабочая зона контактного устройства  с образцом.

Конструкция включала в себя следующие элементы:

Рис.4. Изготовленное контактное устройство.

Рис.4. Изготовленное контактное устройство.

2-5

Рис.5 Pogo Pin. (Everett Charles Tech)

Все металлические части (корпус, сепаратор, прижим), входящие в комплект контактного устройства, были изготовлены на электроэрозионном оборудовании, с помощью подготовленных управляющих программ.

Данное контактное устройство позволяет проводить измерения параметров как входного и выходного фильтра в отдельности, так и всего частотно-избирательного микроблока. Предварительное измерение фильтров очень важно и в конечном итоге положительно влияет на итоговый процент выхода годных изделий.

РЕЗУЛЬТАТЫ

При разработке фильтров важно было учесть, что после начала работы входящий в состав конструкции ЧИМ высокочастотный широкополосный усилитель нагревается и оказывает тепловое воздействие на входной и выходной ПАВ-фильтр. Это в свою очередь влияет на номинальную частоту фильтра. Температурный уход в среднем составляет 0.4 МГц.

 Рис.6 Изменение  амплитудно-частотной характеристики частотно-избирательного микроблока с номинальной частотой 664 МГц (сплошная линия-рабочий режим; пунктирная-в момент включения).


Рис.6 Изменение  амплитудно-частотной характеристики частотно-избирательного микроблока с номинальной частотой 664 МГц (сплошная линия-рабочий режим; пунктирная-в момент включения).

Измерения проводились при помощи анализатора цепей ОБЗОР-804, амплитудно-частотные характеристики образцов фильтров на 664МГц,  приведены на рисунках 6 и 7.

Измеренные частотные характеристики ЧИМ на 664 МГц демонстрируют коэффициент усиления +10.5 дБ, затухание в полосе заграждения  -60 дБ,  до 1.2 ГГц. Такой уровень ЭМ-развязки более чем достаточен для измерения большинства основных типов ЧИМ.

Полученные амплитудно-частотные характеристики достаточно близки к характеристикам, полученным при монтаже фильтров на серийные печатные платы. Это подтверждает высокую достоверность измерений в данном контактном устройстве и хорошую ЭМ-развязку в широком диапазоне частот.

2-7

Рис.7. Амплитудно-частотные характеристики частотно-избирательного микроблока на 664 МГц в SMD-корпусе размером 14,0×8,2 мм в широком диапазоне частот.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В настоящей работе впервые в целях обеспечения идентичности нагрузочных имепедансов микросхемы была реализована одинаковая топология входных и выходных ПАВ-фильтров, что обеспечило уникальную совокупность характеристик ЧИМ, работающих в СВЧ диапазоне и обладающих малыми массогабаритными характеристиками, высокими внеполосной избирательностью и коэффициентом передачи. Разработанное и изготовленное контактно - измерительное устройство для контроля частотных характеристик обеспечило  прецизионность измерения параметров разработанных частотно-избирательных микроблоков с минимальными искажениями, а также сохраняло работоспособность в условиях повышенных и пониженных температур (от -60°Сдо +85°С), что важно при проведении климатических испытаний.

 

Исследования пьезоэлектрических свойств КТГС и кварца для ПАВ – устройств

Введение.

Интенсивное развитие современной науки и техники невозможно представить без высокотехнологичной электроники и радиоэлектронных устройств. Изделия электронной промышленности  широко применяются в вычислительной технике, радиолокации, технике связи, промышленности и сельском хозяйстве, медицине и бытовых приборах. Элементной базой современной микроэлектроники являются полупроводниковые приборы, интегральные микросхемы, а так же частотно-селективные компоненты. Все они должны соответствовать определенным требованиям, основными из которых являются: высокая надежность, высокая температурная стабильность, возможность совмещения процессов изготовления с микро и нано технологиями, малые массогабаритные характеристики. В связи с этим возникает потребность в новых материалах.

В настоящее время одними из  новых перспективных пьезоэлектрических кристаллов с высокими пьезоэлектрическими константами и хорошими термостабильными свойствами являются кристаллы семейства лангасита. Они могут с успехом заменить традиционно используемые пьезокерамику и кварц. Наиболее известные соединения группы – лангасит (ЛГС, La3Ga5SiO14), лангатат (ЛГТ, La3Ta0.5Ga5.5O14), лантан-галлиевый ниобат (ЛГН, La3Nb0.5Ga5.5O14), и катангасит (КТГС, Ca3TaGa3Si2O14). Кристаллы имеют высокую акустическую  добротность, нулевой температурный коэффициент частоты (ТКЧ) первого порядка, высокий коэффициент электромеханической связи и повторяемость параметров. Лангасит уже стал основным материалом для создания высокотемпературных сенсоров на основе поверхностных акустических волн.

Целью данной работы было изучение акусто- и электро-физических свойств катангасита различных срезов, а также ST-90˚X среза кварца, обладающего высокой скоростью распространения поверхностной акустической волны (ПАВ). Для этого были разработаны тестовые ПАВ-устройства с использованием в качестве пьезоподложки Х-среза катангасита 0˚- и 40˚-срезов, углы Эйлера для которых соответственно равны  (0˚, 90˚, 0˚) и (0˚, 90˚, 40˚), и ST-90˚X кварц с углами Эйлера (0˚, 132˚45’, 0˚). Для подтверждения адекватности полученных экспериментальных результатов, аналогичные исследования были проведены для ST-кварца и лангасита (0˚, 138,5˚, 26,7˚), параметры которых хорошо известны.

Эксперимент

Тестовый шаблон состоял из трех типов структур (рис. 1): отражательные структуры с различным коэффициентом металлизации (km=0.4; 0,5; 0,6), линия задержки (ЛЗ)  и резонатор, позволяющих определить весь комплекс параметров, используемых в технике ПАВ.

Отражательные структуры (рис.1а) содержали два идентичных встречно-штыревых преобразователя (ВШП1) и отражателя между ними. ВШП1 имел 35 пар расщепленных штырей (нулевой уровень переотражений), отражатель - 200 штырей. Данный тип конструкции использовался для исследования зависимости коэффициента отражения волны от параметров электродной структуры (коэффициента металлизации и толщины пленки алюминия).

Линия задержки (рис.1б) включала три встречно-штыревых преобразователя, что позволило исследовать параметры распространения волны в прямом и обратном направлении для выявления однонаправленности в изучаемых срезах пьезоматериалов. ВШП1 содержал 35 пар расщепленных штырей, ВШП2 – 50 пар нерасщепленных. Для оценки добротности была разработана конструкция резонатора (рис.1в), которая включала 2 отражателя и ВШП, расположенного между ними. ВШП содержал 70 пар нерасщепленных штырей, отражатель - 160 штырей. Апертура (величина рабочего перекрытия штырей) во всех структурах была равна 2500 мкм. Период в структурах (длина волны) составлял 34,35 мкм, что соответствует частоте 79,8 МГц для параметров лангасита при hm = 0,3 и коэффициенте металлизации 0,5.

Электродные структуры были сформированы методом прямой фотолитографии. При нанесении пленки алюминия  Al использовался электронно-лучевой метод.  Толщина  металлизации в структурах варьировалась в зависимости от типа пьезоматериала. В случае КТГС для различных экспериментов толщина составила hm = 0,3, 0,5 и 0,8 мкм. Для подложки лангасита hm =0,3 и 0,5 мкм, а для кварца hm=0,2 мкм.

Измерения готовых изделий приводились с помощью комплексного измерителя Обзор-804.

Ниже представлены результаты исследований и полученные параметры материалов.

Рис.1. Типы тестовых структур; а) отражательная структура б) линия задержки в) резонатор

Рис.1. Типы тестовых структур; а) отражательная структура б) линия задержки в) резонатор

Результаты

Скорости и однонаправленность. Для определение скорости волны в исследуемых пьезоэлектриках  использовалась линия задержки (рис.1б).   Полученные зависимости скорости волны от толщины металлизации для двух срезов КТГС приведены на рис. 2.   Наши экспериментальные данные подтверждают исследования, приведенные в  [1].

Исследования амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) линии задержки на основе катангасита в широком диапазоне частот показали, что уровень возбуждения объемных волн в 40˚-срезе катангасита значительно меньше, чем в 0˚-срезе, рис.3.

Особый интерес с точки зрения ПАВ-техники представляют данные, полученные для  кварца ST-90˚-среза. Исследования показали, что величина  эффективной скорости волны в данном срезе в 1,59 раз превышает скорость волны в стандартном ST-срезе кварца и составляет 5010м/с, что совпадает с данными, приведенными в работе [2].

Также данные образцы использовались для выявления анизотропных свойств пьезоподложек катангасита, которые позволяют реализовать физическую асимметрию преобразователя и обеспечить направленность излучения в случае, если эффективные центры отражения и преобразования разнесены на λ/8.   Для этого мы дважды проводили измерения АЧХ с различными вариантами разварки, представленными на Рисунке 4.

Результаты этих исследований представлены ниже.

Рис.2. Зависимость скорости волны от толщины металлизации для образцов КТГС (0˚, 90˚, 0˚) и (0˚, 90˚,40˚)-срезов

Рис.2. Зависимость скорости волны от толщины металлизации для образцов КТГС (0˚, 90˚, 0˚) и (0˚, 90˚,40˚)-срезов

Рис. 3. АЧХ линии задержки в широкой полосе частот для КТГС

Рис. 3. АЧХ линии задержки в широкой полосе частот для КТГС

Рисунок 4. Варианты разварки линий задержки.

Рисунок 4. Варианты разварки линий задержки.

В кристаллах катангасита с углами  (0˚, 90˚, 0˚) однонаправленности не выявлено. Доказательством служат характеристики, представленные на рисунке 5.

 Катангасит с углами  (0˚, 90˚, 40˚) обладает естественной направленностью, ярко выраженной на больших толщинах пленок. Сравнительные характеристики представлены на рисунке 6.

Кварц ST-90˚-среза имеет очень сильную направленность излучения волны, рисунок 7, что может быть использовано для реализации ПАВ-фильтров с малым вносимым затуханием резонаторного типа.

 Рисунок 5. АЧХ линий задержки экспериментальных образцов КТГС (0˚, 90˚, 0˚) с hm=0,8 мкм в прямом и обратном направлениях.


Рисунок 5. АЧХ линий задержки экспериментальных образцов КТГС (0˚, 90˚, 0˚) с hm=0,8 мкм в прямом и обратном направлениях.

Рисунок 6. АЧХ линий задержки экспериментальных образцов КТГС (0˚, 90˚, 40˚) при hm=0,8 мкм в прямом и обратном направлениях.

Рисунок 6. АЧХ линий задержки экспериментальных образцов КТГС (0˚, 90˚, 40˚) при hm=0,8 мкм в прямом и обратном направлениях.

Коэффициент электромеханической связи (КЭМС) и диэлектрическая проницаемость. Опытным путем были определены коэффициенты электромеханической связи для двух срезов катангасита. Для  0˚-среза КЭМС=0,35%, для катангасита 40˚-среза мы получили значение КЭМС=0,16%, что совпадает с величиной КЭМС для кварца ST-среза.

Диэлектрическая проницаемость ε для обоих срезов составила 13,5 Ф/м.

Коэффициент отражения. Влияние толщины металлизации и коэффициента металлизации на параметры отражения и эффективную скорость волны в решетке было исследовано с помощью отражательной структуры, показанной на рис.1а. Исходя из полученных результатов, представленных на рисунке 8, можно сделать следующие выводы:

- с увеличением толщины металлизации hm отражения в структуре возрастают, рис.8а. При этом уменьшается центральная частота устройства, и. следовательно, эффективная скорость волны;

- с изменением коэффициента металлизации km  от 0,4 до 0,6 с шагом 0,1 отражения увеличиваются. Для сравнения на рисунке 8б и 8в приведены экспериментальные  АЧХ в зависимости от коэффициента металлизации для катангасита двух срезов,  (0˚, 90˚, 0˚) и (0˚, 90˚, 40˚) с толщиной металлизации 0,8 мкм. Можно сделать вывод, что для 0˚-среза отражения больше. Сводные экспериментальные результаты для коэффициента отражения приведены в Таблице 1.

Таблица 1.

hm,

мкм

h/λ, % KR для среза (0˚, 90˚, 0˚) KR для среза (0˚, 90˚, 40˚)
0,3 0,874 0,00273 0,0015547
0,5 1,456 0,00349469 0,0023458
0,8 2,33 0,00475491 0,00366355

Температурный коэффициент частоты.

Исходя из данных статьи [3], КТГС является высокостабильным материалом и сохраняет свои свойства при высоких температурах. Также его ТКЧ сильно зависит от угла поворота Х-среза.

Наши измерения ТКЧ для катангасита представлены на рисунке 9. Измерения проводились в диапазоне температур  -60…+85 ˚С.

Для 0˚-среза катангасита изменение частоты от температуры имеет линейную зависимость, ТКЧ = - (35÷35,4) ppm/°C.

Для 40˚-среза изменение частоты от температуры имеет параболическую зависимость (ТКЧ1 = 0 ppm/°C). Коэффициент второго порядка α=5,5*10-8. Положение точки перегиба в зависимости от толщины напыления меняется от 3°C при толщине 0,3 мкм до 30°C при толщине 0,8 мкм, что отображено на рисунке 10.

В случае кварца ST-90˚-среза частота линейно возрастает с температурой, ТКЧ=17,6 ppm/°C.

а)

а)

б)

б)

Рисунок 8. АЧХ отражательных структур: а) АЧХ образцов КТГС (0˚, 90˚, 0˚) с hm=0,3; 0,5;0,8 мкм; б) АЧХ образцов КТГС (0˚, 90˚, 0˚) с hm=0,8 мкм и km=0,4;0,5;0,6; в) АЧХ образцов КТГС (0˚, 90˚, 40˚) с hm=0,8 мкм и km=0,4;0,5;0,6.

в)
Рисунок 8. АЧХ отражательных структур:
а) АЧХ образцов КТГС (0˚, 90˚, 0˚) с hm=0,3; 0,5;0,8 мкм; б) АЧХ образцов КТГС (0˚, 90˚, 0˚) с hm=0,8 мкм и km=0,4;0,5;0,6; в) АЧХ образцов КТГС (0˚, 90˚, 40˚) с hm=0,8 мкм и km=0,4;0,5;0,6.

Рисунок 9. Зависимость изменения средней частоты от температуры для КТГС (0˚, 90˚, 0˚) от толщины металлизации при hm=0,3;0,5;0,8 мкм

Рисунок 9. Зависимость изменения средней частоты от температуры для КТГС (0˚, 90˚, 0˚) от толщины металлизации при hm=0,3;0,5;0,8 мкм

Рисунок 10. Зависимость изменения средней частоты от температуры для КТГС (0˚, 90˚, 40˚) от толщины металлизации при hm=0,3; 0,8 мкм

Рисунок 10. Зависимость изменения средней частоты от температуры для КТГС (0˚, 90˚, 40˚) от толщины металлизации при hm=0,3; 0,8 мкм

Добротность Термостабильные материалы широко используются для реализации резонаторов, важнейшим параметром которых является величина добротности. Исследование добротности резонаторов на катангасите проводилось с использованием структуры, приведенной на рис.1в.

Пример полученной характеристики приведен на рисунке 10. Добротность Q для резонатора на 40˚-срезе КТГС с толщиной пленки 0,3 мкм составила 1000, в случае эксперимента с толщиной 0,8 мкм – 2000.

Выводы

Исследованные срезы КТГС по своим параметрам занимают промежуточное положение между кварцем и 112о-танталатом лития. Коэффициент электромеханической связи для 40о-среза совпадает с кварцем ST-среза. Для 0о-среза температурные коэффициенты близки к 112˚-танталату.

Рисунок 11. АЧХ для резонатора на КТГС (0˚, 90˚, 40˚) при hm=0,8 мкм

Рисунок 11. АЧХ для резонатора на КТГС (0˚, 90˚, 40˚) при hm=0,8 мкм

Таким образом, эти материалы достаточно схожи с известными пьезоэлектриками, следовательно могут быть применены для практического использования в устройствах на поверхностных акустических волнах.

Таблица 2. Параметры пьезоэлектрических материалов.

Свойства Материалы
КТГС (0˚,90˚,0˚) КТГС (0˚,90˚,40˚) ST-кварц ST-90˚X- кварц Лангасит 112˚LT
Скорость при нулевой толщине,V0, м/с 2777 2815 3158 - 2740 3304
Скорость при толщине hm=0.2 мкм ,Vm, м/с - - 3151 5010 - -
КЭМС, 0.35 0.16 0.16 - 0.38 0.6
Диэлектрическая проницаемость, ε, Ф/м 13,5 13,5 4,54 - 27 47,9
ТКЧ, ppm/°C -35 0 0 26 1,6 -35
Однонаправленность нет да нет да - -


ЛИТЕРАТУРА

  1. Puccio, D. C. Malocha, and N. Saldanha «Investigations of new materials, CTGS and CNGS, for SAW applications» IEEE 2003.
  1. Michio Kadota, Toshimaro Yoneda, Koji Fujimoto, Takeshi Nakao and Eiichi Takata «Very Small-Sized Resonator Filter Using Shear Horizontal Wave on Quartz», IEEE 2001.
  2. Sakharov, A. Zabelin, A. Medvedev, S. Bazalevskaya, O. Buzanov, S. Kondratiev, D. Roschupkine, A. Shvetsov and S. Zhgoon, «Investigation of the CTGS Single Crystals Potential for High Temperature SAW Devices», IEEE 2013.

Особенности проектирования устройств на поверхностных акустических волнах волноводного типа

Создание новой радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) и решение задач по модернизации существующих систем управления и связи невозможно без одновременного развития технологии производства электронной компонентной базы, в том числе частотно-избирательных устройств на поверхностных акустических волнах (ПАВ). В настоящее время снижение массогабаритных характеристик РЭА обеспечивается в основном за счет повышения степени интеграции межкомпонентных соединений на печатной плате, а также за счет уменьшения размеров и повышения степени интеграции элементной базы. Одним из возможных путей уменьшения массогабаритных характеристик устройств на ПАВ является использование акустических волноводов.

Глобальный интерес к поверхностным акустическим волноводам появился в середине 80-х годов на пике развития аналогового и аналого-цифрового телевидения. Так, в 1985-1991г. в СССР совокупный выпуск телевизионных фильтров на поверхностных акустических волнах (ПАВ) превышал 10 млн. шт. в год. С целью уменьшения материалоемкости, а, следовательно, и цены изделий в ОАО «Фонон» (головном предприятии по пьезотехнике) были проведены исследования, направленные на существенное уменьшение габаритных размеров пьезоэлементов фильтров, которые показали принципиальную возможность реализации сверхминиатюрных фильтров на ПАВ на основе акустических волноводов [1]. К началу 90-х годов были серийно освоены телевизионные фильтры стандартов D/K, B/G и M, обладающих апертурой преобразователей (длина перекрытия электродов) от 3,5 до 10 длин волн [2, 3], т.е. было достигнуто более чем пятикратное уменьшение габаритных размеров фильтров. Полученные результаты носили инновационный характер, поскольку считалось, что значительное уменьшение апертуры встречно-штыревого преобразователя (ВШП) приводит к существенным дифракционным искажениям. Исследования малоапертурных фильтров на ПАВ показали, что эти искажения могут быть уменьшены до уровня обычных электрических характеристик, поскольку их частотная избирательность может быть улучшена на 5-10 дБ за счет более чистого спектра излучения и приема волноводных мод [4]. К концу 90-х годов телевизионное направление в акустоэлектронике практически было свернуто, что было обусловлено захватом рынка сбыта зарубежными производителями телевизионных приемников и переходом на цифровое телевизионное вещание.

Эволюционный прорыв в области разработки устройств на ПАВ, связанный с появлением теории связанных мод [5, 6, 7], обеспечил возможность разработки резонаторных фильтров с малыми потерями [8, 9], пригодных для работы во входных цепях РЭА различного функционального назначения [10, 11].  В современных моделях таких фильтров (модель эквивалентных схем, Р-матричный метод, основанный на теории связанных мод) учитываются влияние массовой нагрузки, эффекта электрического закорачивания поля, дифракции, влияние нагрузочных импедансов,  паразитных элементов конструкции и т.д. Однако, волноводный эффект в данных моделях (за исключением сверхузкополосных фильтров на основе поперечно-связанных резонаторов) не учитывается. При этом в ряде случаев, разработчики ПАВ-устройств при проведении экспериментальных исследований фиксируют значительные искажения амплитудно-частотной характеристики (АЧХ). Анализ таких конструкций показывает, что данные искажения возникают тогда, когда апертура преобразователей не превышает 15 длин волн. Этот факт подтверждает необходимость разработки новой физической модели, учитывающей эффект волноводного распространения акустической волны в электродных структурах малой апертуры, поскольку именно дисперсионные характеристики акустических волноводов существенно влияют на форму АЧХ в полосе пропускания и ближней высокочастотной области полосы заграждения устройства. То есть модель  должна обеспечить анализ следующих искажений, которые может вносить акустический волновод:

Решение данной задачи является очень важной, поскольку напрямую связано с возможностью уменьшения массогабаритных показателей пьезоподложки и, соответственно, материалоемкости и стоимости акустоэлектронного устройства в целом, например, при крупносерийном производстве фильтров и радиочастотных меток на ПАВ [12, 13]. Более того, волноводный характер распространения ПАВ существенно снижает уровень паразитных эффектов в ПАВ-устройствах, связанных с дифракционным расхождением волновых пучков в пьезоподложке, поскольку после затухания волн непрерывного спектра излучения [14] внутри рабочей области волновода, поперечное распределение амплитуды пучка ПАВ определяется интерференцией его собственных мод. И., наконец, уменьшение апертуры волноводных преобразователей приводит к снижению нежелательных омических потерь в электродах ВШП.

Модели тонкопленочного акустического волновода

В различных устройствах на ПАВ возникает необходимость локализации энергии волны в акустическом потоке малой апертуры. Такая задача решается с помощью акустических волноводов – элементов, локализующих энергию волны в пределах своей апертуры.

Рассмотрим модель идеального акустического волновода для случая изотропной среды [15],  состоящего из трех областей (рис.1): центральной области с медленной скоростью ПАВ, VS (область электродов) и двух крайних областей с быстрой скоростью распространения волны, Vf (свободная поверхность).

Модель идеального акустического волновода

Рис.1. Модель идеального акустического волновода

Данная модель основана на решении скалярного волнового уравнения:

f1

где Ψ  - скалярный потенциал; v – скорость ПАВ;  ω – угловая частота.

Для решения волнового уравнения требуется определить граничные условия для скалярных потенциалов между областями с быстрой и медленной скоростями распространения волны в точке ZW/2:

f23

где Сf и Сs – постоянные жесткости для быстрой и медленной областей. Для малодисперсионных волноводов Сf = Сs , тогда (3):

f4

Для волноводной моды фазовая скорость Vф и постоянная распространения β связаны как β=ω/Vф, где w=pV/l; l – расстояние между электродами в решетке.

Тогда решение (1) для симметричной моды имеет вид:

r1

где  Kzs и Kzf  – поперечные постоянные распространения:

f5

Учитывая граничные условия (2), (4) в точке Z=±W/2:

f6

Для антисимметричной моды: r2

f7

где m – индекс, соответствующий порядку моды (m=0 – основная мода).

Рассмотрим случай распространения основной симметричной моды. С целью учета дисперсии фазовой скорости, обусловленной анизотропией среды, введена параболическая аппроксимация фазовой скорости, действительной при малых значениях угла q:

r2

где ai - параметры анизотропии и на металлизированной αS и свободной αf поверхностях.

Тогда выражения (5) преобразуются к виду:

f8

В данной работе были экспериментально определены параметры анизотропии αS и αf на металлизированной и свободной поверхностях, которые для YXl/128°-среза ниобата лития составляют -0,37 и -0,34, соответственно. В дальнейших расчетах с целью упрощения считаем их равными.

С целью учета массово-электрической нагрузки использовались зависимости фазовой скорости волны от толщины напыляемой пленки алюминия hm и коэффициента металлизации в структуре km, приведенные в [16].

Подставляя (8) в (6) и (7) получим дисперсионные соотношения для симметричной (9) и несимметричной (10) моды:

f910

где W – относительная апертура в длинах волн.

Уравнения (9), (10) являются трансцендентными и их решение носит приближенный характер. В данной работе решение получено в пакете MathCAD с помощью стандартной  функции find, использующей итерационный метод.

На рис.2 приведены полученные дисперсионные кривые для фазовой скорости Vф, как функция относительной апертуры W/λ, рассчитанные по (9) для YXl/128°-среза ниобата лития, коэффициент связи для которого составляет 5,7% (тип волны – поверхностная акустическая волна), рассчитанные для коэффициента металлизации в электродной структуре 0,5 и относительной толщине металлизации 0,015.

Дисперсионные кривые фазовой скорости Vф в зависимости

Рис.2. Дисперсионные кривые фазовой скорости Vф в зависимости

от относительной апертуры W/λ для YXl/128°-среза LiNbO3 для симметричной моды

Аналогичные результаты расчета для симметричной и несимметричной моды приведены на рис.3 для YXl/64°-среза ниобата лития, который наиболее широко используется для реализации фильтров на ПАВ с малым вносимым затуханиям. Коэффициент связи для данного среза составляет 11%, тип волны – приповерхностная акустическая волна. Характеристики также рассчитаны для коэффициента металлизации в электродной структуре 0,5 и относительной толщине металлизации 0,015.

Дисперсионные кривые фазовой скорости Vф в зависимости от относительной апертуры W/λ для YXl/64° LiNbO3 для симметричных (а) и несимметричных мод (б)

Рис.3. Дисперсионные кривые фазовой скорости Vф в зависимости от относительной апертуры W/λ для YXl/64° LiNbO3 для симметричных (а) и несимметричных мод (б)

Из графиков видно, что минимальной дисперсии фазовой скорости соответствует диапазон апертур 2…4 длин волн для YXl/128°-среза LiNbO3 и 2…3,5 длин волн для YXl/64°-среза LiNbO3. Кроме того, в данном интервале возбуждается только симметричная (основная) мода. Следует отметить, что уровень возбуждения антисимметричной моды может быть уменьшен конструктивным способом (за счет симметрии конструкции), поэтому этот тип колебаний можно не учитывать.

Для оценки возможных искажений АЧХ фильтров с малой апертурой, обусловленных многомодовым характером распространения волны, необходимо учитывать эффективность возбуждения мод. Это особенно важно при использовании преобразователей с апертурой до 10 длин волн, когда энергия распределяется всего между тремя модами. Эффективность возбуждения ϴ, пропорциональна разнице скоростей на свободной поверхности и под электродной структурой и может быть определена, как:

f11

Из графиков, приведенных на рис.4, видно, что при дальнейшем синтезе АЧХ фильтра можно учитывать только две моды, так как уровень возбуждения остальных мод незначителен.

Зависимость эффективности возбуждения мод от относительной апертуры W/λ для YXl/64°-среза LiNbO3

Рис.4. Зависимость эффективности возбуждения мод от относительной апертуры W/λ для YXl/64°-среза LiNbO3

На основании решения уравнений (9), (10) можно рассчитать распределение скалярного потенциала ψ (уравнение 1) для медленной и быстрой мод в поперечном сечении преобразователя (направление Z на рис.1). Результаты расчета для трех первых симметричных мод при величине апертуры 10,5 длин волн приведены на рис.5 (для YXl/64°-среза LiNbO3). Точка W/λ = 0  соответствует  центральной  осевой  линии   преобразователя (Z = 0 на рис.1). В точке W/λ = 5,25 (граничная точка) медленные моды преобразуются в соответствующие быстрые моды, которые затухают в пределах двух длин волн.

Распределение скалярного потенциала ψ для медленной и быстрой симметричных мод в поперечном сечении преобразователя: основная мода – сплошная линия, первая мода – точечная линия, вторая мода – пунктирная линия

Рис.5. Распределение скалярного потенциала ψ для медленной и быстрой симметричных
мод в поперечном сечении преобразователя: основная мода – сплошная линия,
первая мода – точечная линия, вторая мода – пунктирная линия

Реальная структура преобразователя состоит из пяти областей (рис.6) с соответствующими им скоростями:

VS – область рабочей апертуры ВШП шириной  –W/2…+W/2;

Vm – область W/2…W/2+G металлизированных электрических шин шириной G;

Vf – область свободной поверхности пьезоэлектрика.

Волноводная модель реального преобразователя

Рис. 6. Волноводная модель реального преобразователя.

Решение скалярного волнового уравнения получено из рассмотрения граничных условий для скалярных потенциалов между областями с быстрой и медленной скоростями:

f12

где Вi – произвольные коэффициенты.

Решая уравнения (12) для граничных условий z1 = ±W/2 и z2 = W/2±G, имеем:

f1314

Из совместного решения (13) и (14), следует:

f15

Коэффициенты Вi  определяются из решения уравнения (16), учитывая, что в структуре может существовать несколько мод, а все безразмерные функции Ψ(y) – действительные и ортогональные со следующей нормировкой:

f16

где δmn – символ Кронекера ранга 2, равный 1 при m=n и нулю во всех других случаях.

Следует отметить, что в сильных пьезоэлектриках, таких как YXl/64°- или YXl/128°-срезы LiNbO3, эффект волноводного распространения волны в электродной структуре возможен только при условии, что  скорость волны в данной области меньше скорости волны за ее пределами. Поэтому практическая реализация таких структур требует использования узких шин в преобразователях – не более длины волны, либо формирования «просветляющих окон» в этих шинах [17], рис.7.

Вид структуры с просветляющими окнами для локализации ПАВ в границах апертуры: 1,3 – шина, 4 – электродная структура ВШП, 2 – окно

Рис.7. Вид структуры с просветляющими окнами для локализации ПАВ в границах апертуры: 1,3 – шина, 4 – электродная структура ВШП, 2 – окно

Полученные дисперсионные характеристики  фазовой скорости для симметричной моды при ширине шины G=λ, коэффициенте металлизации в электродной структуре 0,5 и относительной толщине металлизации 0,015 для YXl/64°-среза ниобата лития приведены на рис.8.

Дисперсионные кривые фазовой скорости Vф в зависимости от относительной апертуры W/λ для YXl/64°-среза LiNbO3 для симметричной моды  при G=λ

Рис.8. Дисперсионные кривые фазовой скорости Vф в зависимости от относительной апертуры W/λ для YXl/64°-среза LiNbO3 для симметричной моды  при G=λ

Из сравнения результатов расчетов по уравнениям (9 – «Vv», рис.3а) и (15 - «Vhv», рис.8) видно, при фиксированной апертуре ВШП 10,5 длин волн возбуждается разное количество мод (4 и 3, соответственно). Кроме того, существует  различие по величине эффективной скорости Vф, которая увеличивается с ростом порядка моды, что необходимо учитывать при проектировании узкополосных и высокочастотных фильтров:


rows

Распределение скалярного потенциала ψ (уравнение 12) в поперечном сечении реального преобразователя (направление Z на рис.6) также несколько отличается от приведенного на рис.5. Результаты расчета для трех первых симметричных мод при величине апертуры 10,5 длин волн приведены на рис.9. Точка W/λ = 0  соответствует  центральной  осевой  линии   преобразователя (Z = 0 на рис.6). Интервал от W/λ = 5,25 до W/λ = 6,25 соответствует области шины.

Распределение скалярного потенциала ψ в в поперечном сечении.

Рис.9. Распределение скалярного потенциала ψ в в поперечном сечении. реального преобразователя: основная мода – сплошная линия, первая мода – точечная линия, вторая мода – пунктирная линия.

Для подтверждения данных теоретических выводов было проведено визуальное исследование профиля волны ПАВ-фильтра с апертурой преобразователей 3,5 длин волн, реализованного на YXl/128°-срезе LiNbO3,  методом лазерного зондирования [18], которое показало, что:

Таким образом, разработанная математическая модель абсолютно точно описывает характеристики преобразователя ПАВ волноводного типа и может быть использована при проектировании малогабаритных устройств на ПАВ различного конструктивного исполнения.

При анализе слабых пьезоэлектриков, таких как STX-кварц, можно применить несколько другой подход для решения волноводной задачи [19]. Так из анализа уравнения для скорости волны (17) ясно, что волноводное соотношение скоростей можно получить только путем исключения квадратичного члена для области шины, который вводится в основном для учета краевых эффектов на электродах:


f171819

где H – толщина металлизации в структуре, 2l – период структуры (длина волны), коэффициенты De, Dm, Ds,– связаны с параметрами материала и определены в [20]. Коэффициент Ds(α,Н) логарифмически зависит от величины Н и для малых изменений его можно считать постоянным. При этом его абсолютная величина для структуры алюминиевая пленка/STХ-кварц равна 9 [21]. На рис.9 приведены характеристики скорости волны для STX-кварца, рассчитанные по уравнениям (18), (19) для коэффициента металлизации 0,5. Из графика видно, что только для случая Н/λ> 0,9% может возникать волноводный эффект.

Полученные теоретические результаты использовались при разработке моделей малоапертурных трансверсальных фильтров, фильтров на основе поперечно-связанных резонаторов, а также впервые для фильтров на основе продольно-связанных резонаторов.

Зависимость Vf  и Vs от толщины металлизации для STX-кварца.

Рис.9. Зависимость Vf  и Vs от толщины металлизации для STX-кварца.

Результаты экспериментальных исследований

Как было указано во введении, первоначально акустические волноводы были применены для реализации телевизионных фильтров, имеющих конструкцию трансверсального типа. Так, был разработан фильтр стандарта М (американский стандарт, несущая частота изображения 45,75 МГц) с апертурой преобразователей 3,5 длины волны. В качестве материала пьезоподложки использовался YXl/128°-срез LiNbO3, которая c целью уменьшения дифракционных эффектов была выполнена в виде ромба с акустическим каналом вдоль его длинной диагонали, рис. 10 [4]. Для обеспечения волноводного эффекта ширина шин составляла 80 мкм (0,9λ).

Топология телевизионного фильтра стандарта М, имеющего волноводную структуру.

Рис.10. Топология телевизионного фильтра стандарта М, имеющего волноводную структуру.

Приведенные на рис.11 характеристики подтверждают работоспособность такой конструкции и адекватность использованной модели.

Теоретическая (пунктирная линия) и экспериментальная (сплошная линия) характеристики телевизионного фильтра стандарта М, имеющего волноводную структуру.

Рис.11. Теоретическая (пунктирная линия) и экспериментальная (сплошная линия) характеристики телевизионного фильтра стандарта М, имеющего волноводную структуру.

Аналогичные разработки были проведены для телевизионных фильтров стандартов D/K и B/G (отечественный и европейский стандарты частот), имеющих апертуру ВШП 10,5 и 7,5 длин волн, соответственно. Для оптимального согласования с телевизионным трактом апертуры ВШП для разных стандартов выбраны существенно разными, что обусловлено разницей в относительной ширине полосы пропускания.

Реализация сверхузкополосного  (0,01%)   ПАВ-фильтра  на номинальную частоту 98,415 МГц была осуществлена на основе поперечно-связанной резонаторной конструкции с использованием термостабильного монокристаллического кварца ST-среза (42°). Как было указано выше, в данном материале при распространении ПАВ акустическая энергия канализируется в областях с меньшей, чем на свободной поверхности, скоростями. При этом распределение энергии по апертуре волновода не однородно. Часть энергии ПАВ вытекает за пределы апертуры. Если в качестве волновода используется одновходовый резонатор, и в непосредственной близости от него размещен аналогичный элемент, то на резонансной частоте при достаточной длине области взаимодействия в параллельном канале подкачка энергии ПАВ приводит к возбуждению резонансных колебаний на частоте близкой к частоте исходного резонатора, рис.12, где М0 и М1 обозначены основные симметричная и несимметричная моды, соответственно.

Структура двухвходового поперечно-связанного резонаторного фильтра и распределение скорости волны, ее возбуждения и отражения вдоль апертуры преобразователя.

Рис.12. Структура двухвходового поперечно-связанного резонаторного фильтра и распределение скорости волны, ее возбуждения и отражения вдоль апертуры преобразователя.

Оптимальные результаты получены для следующей геометрии конструкции:

Экспериментальные характеристики фильтра приведены на рис.13.

Экспериментальные характеристики сверхузкополосного ПАВ-фильтра на основе поперечно-связанной резонаторной структуры: сплошная линия - одно звено; пунктирная линия - каскадное включение двух звеньев.

Рис.13. Экспериментальные характеристики сверхузкополосного ПАВ-фильтра на основе поперечно-связанной резонаторной структуры: сплошная линия - одно звено; пунктирная линия - каскадное включение двух звеньев.

Проектирование ПАВ-фильтров волноводного типа на основе продольно-связанных резонаторных структур выполнено для нескольких типах канальных телевизионных фильтров дециметрового диапазона частот. На рис.14 приведена типовая топология одного звена  такого фильтра (реальный фильтр содержит от 2 до 4 звеньев, включенных последовательно).

Типовая топология одного звена  ПАВ-фильтра волноводного типа.

Рис.14. Типовая топология одного звена  ПАВ-фильтра волноводного типа.

на основе продольно-связанной резонаторной структуры ПАВ-фильтр на 29 телевизионный эфирный канал (номинальная частота 538 МГц) был реализован на YXl/64°-срезе LiNbO3 и имел апертуру преобразователей 9,1 длин волн, коэффициент металлизации в электродных структурах 0,5 и толщину пленки алюминия 0,2 мкм. Расчеты показали, что в структуре с такими параметрами существует три моды со следующими коэффициентами эффективности возбуждения:  ϴ0=0,92,  ϴ1 =0,22, ϴ3=0,03.

Из сравнения характеристик, приведенных на рис.15 видно, что  учет волноводного эффекта (кривая 3) при проектировании фильтра дает более точное совпадение с экспериментальной АЧХ (кривая 1) [22].

Экспериментальная АЧХ (кривая 1) фильтра 29-го ТВ-канала и теоретические АЧХ, рассчитанные с учетом (кривая 3) и без учета (кривая 2) волноводного эффекта.

Рис.15. Экспериментальная АЧХ (кривая 1) фильтра 29-го ТВ-канала и теоретические АЧХ, рассчитанные с учетом (кривая 3) и без учета (кривая 2) волноводного эффекта.

Заключение

Данная работа была направлена на уменьшение массогабаритных характеристик фильтров на ПАВ различного конструктивного исполнения с одновременным достижением предельных эксплуатационных характеристик. Решение данной задачи позволяет существенно снизить материалоемкость изделий и, соответственно, их стоимость, что особенно важно для современной рыночной экономики.

Работа выполнена при частичной поддержке РФФИ - Грант 16-07-00464.

Мировые тенденции развития цивилизации в условиях глобальной информатизации: устройства на ПАВ

Введение.

Устройства на ПАВ уже давно используются в системах связи [1,2], радиолокации [2], военной технике [1-3], промышленных приборах [4]. Они нашли широкое применение и в бытовой аппаратуре, такой, как например, телевизоры [3, 5-6], сотовые телефоны [3, 5], а также на транспорте [7, 8].

И в настоящее время техника поверхностных акустических волн (ПАВ) остается одной из самых инновационных технологий в мире, а устройства на ПАВ являются ключевыми элементами современных систем телекоммуникаций и навигации, систем распознавания и идентификации, систем измерения и контроля состояния окружающей среды и объектов. На основе мировых тенденций можно выделить следующие ближайшие перспективы развития техники ПАВ [911]: повышение рабочих частот, снижение вносимых потерь, уменьшение размеров, улучшение температурной стабильности, увеличение входной мощности проходящего сигнала, создание «интеллектуальных» устройств на ПАВ с новыми возможностями.

Повышение рабочих частот.

Ведущие мировые производители техники ПАВ в настоящее время выпускают ПАВ-устройства в диапазоне частот 30-2800 МГц. Рабочая частота f0 любого ПАВ-устройства определяется по формуле f0=V/p, где V –скорость ПАВ, p – период электродов встречно-штыревых преобразователей (ВШП). Повышение рабочих частот устройств на ПАВ связано с решением простой на первый взгляд задачи: использовать пьзоматериалы с высокой скоростью ПАВ V или уменьшать период электродов p ВШП.

Первый вариант требует уникальные материалы с большой V или использование определенных типов акустических волн с большой V в стандартных пьезоматериалах. На сегодняшний день известны, например, резонаторы на подложке из алмаза с пьезоэлектрической пленкой AlN на f0=5,3 ГГц (V =10000 м/с) с добротностью 2440 [12], резонаторы на поверхностных поперечных волнах на кварце с f0=1,9 ГГц (V>5000 м/с) с добротностью 7200 [13], лестничные фильтры на продольных вытекающих волнах на LiNbO3 с f0=5 ГГц (V=6100 м/с) с вносимыми потерями 3 дБ [14]. Перспективной для увеличения рабочих частот в ближайшее время может стать технология на волнах Лэмба [15, 16]. Скорость акустической волны для определенной  моды  волны  Лэмба  может  достигать 15000 м/с. Возбуждая такую волну обычным ВШП, например, с периодом электродов 2,63 мкм, можно получить устройства с f0 около 5 ГГц [15].

Во втором случае можно использовать стандартные пьезоматериалы LiNbO3, LiTaO3, но электроннолучевую литографию, позволяющую получить электроды с очень малым периодом до 100 нм. Известны, например, импедансные фильтры с f0=5 ГГц на LiTaO3 [17] и радиометки с f0=6 ГГц на LiNbО3 [18].

На основе представленных данных и методов повышения рабочих частот можно ожидать появление конкурентоспособных ПАВ-устройств в диапазоне частот 3-10 ГГц.

Снижение вносимых потерь.

Снижение вносимых потерь устройств на ПАВ расширяет динамический диапазон радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) и сферы применения техники ПАВ. На сегодняшний день вносимые потери 1 дБ обеспечиваются в самосогласованных кольцевых структурах и на однонаправленных ВШП на низких частотах до 100 МГц. На резонаторных двухмодовых структурах (DMS-фильтры) и резонаторных лестничных структурах (импедансные фильтры) вносимые потери 1 дБ достигаются уже в гигагерцовом диапазоне [19, 20].

При использовании оптимизированных топологий устройств с локализацией акустической энергии и самосогласованием источниками потерь в устройствах на ПАВ остаются все же потери в пьезоматериале на распространение, потери в металле электродов ВШП, потери вытекающих волн, пространственные потери на излучение акустических волн.

Тщательное изучение указанных механизмов потерь и их минимизация в ближайшее время позволит достичь вносимых потерь менее 1 дБ.

Уменьшение размеров.

Для современной РЭА нужно, чтобы размеры ПАВ-фильтра были как можно меньше. Наибольшее распространение получило корпусирование ПАВфильтров в керамические SMD (Surface Mounted Device) корпуса. На сегодняшний день ведущие

мировые производители техники ПАВ корпусируют свои ПАВ-фильтры в гигагерцовом диапазоне в керамические SMD-корпуса минимальных размеров 2,0х2,0 мм. Настоящим прорывом в решении задачи миниатюризации ПАВфильтров стала технология корпусирования ПАВ-фильтров по размеру кристалла технология CSSP (Chip Sized SAW Package) [21]. Суть её заключается в том, что сам кристалл ПАВ-фильтра становится своеобразным корпусом и несущей конструкцией для миниатюрного керамического основания с монтажными выводами. Технология корпусирования CSSP ПАВ-фильтров по размерам кристалла совершенствовалась и размеры фильтров сейчас составляют 1,4х1,1 мм. Дальнейшую миниатюризацию ПАВ-фильтров позволила осуществить корпусирование на уровне подложки по технологии WLP (Wafer Level Package). Изготовленный по технологии WLP фильтр для стандарта GSM 1900 обладает размерами 0,8×0,6 мм [19, 21].

Очевидно, что в ближайшее время гигагерцовые фильтры на ПАВ будут корпусироваться по технологии WLP подобно обычным SMD-компонентам типоразмера 0201.

Улучшение температурной стабильности.

Температурная стабильность АЧХ ПАВ-устройств зависит от температурного коэффициента частоты (ТКЧ) и определяется пьезоматериалом, из которого сделано ПАВ-устройство. До недавнего времени лучшими  пьезоматериалами  для ПАВ-устройств с высокой термостабильностью считались срезы кварца STX, ST-Z и лангасита, у которых ТКЧ≈0. В последнее время все шире стали использоваться термокомпенсированные (ТК) ПАВ-фильтры.

Самые распространенные ТК ПАВ-конфигурации – многослойные структуры LiTaO3/кремний или LiTaO3 / сапфир и SiO2/LiNbO3.

Первый метод термокомпенсации – использование в качестве несущей подложки материала с низким коэффициентом теплового расширения. Второй метод – использование материалов с различными по знаку ТКЧ. В многослойных структурах удается снизить ТКЧ с исходных высоких значений 40-75·10-6 1/° С до малых значений 0-25·10-6 1/° С [21, 22].

Считается, что улучшение температурной стабильности техники ПАВ в будущем за многослойными ТК структурами, поскольку именно они обеспечивают параметры, не встречающиеся в известных пьезоматериалах.

Увеличение входной мощности проходящего сигнала.

В связи с развитием сотовой телефонии встал вопрос выдерживания входной мощности радиосигналов единицы ватт для фильтров на ПАВ. Одной из основных причин, по которой фильтры на ПАВ выходят из строя при подаче сигнала большой мощности (порядка 1 Вт), является миграция атомов алюминия между электродами ВШП, возникающая при подаче напряжения и прохождении ПАВ [23].

Особенно сложной является задача реализации ПАВ-фильтров с высокой входной мощностью на частоты свыше 2 ГГц, при которых минимальный размер в электродных структурах составляет 0,5-0,55 мкм [13].

В лестничных (импедансных) фильтрах количество электродов в ВШП в 510 раз больше, чем в широкоизвестных DMS-фильтрах, что позволяет их использовать для обработки сигналов большой мощности. Кроме того, в таких фильтрах применяются секционированные преобразователи и/или их параллельное включение. Это позволяет распределить воздействие сигнала по большей площади пьезоэлектрической подложки и структуры ВШП и таким образом уменьшить локальные напряжения в электродных структурах ВШП. В результате мощность на пару электродов не превысит 2-3 мВт и структура ВШП не подвергнется разрушению.

На сегодняшний день известны фильтры на ПАВ на LiTaO3 и LiNbO3 в диапазоне частот 200-2170 МГц, выдерживающие входную мощность сигнала до 2,3 Вт [23]. Структурная схема фильтра на 2170 МГц – это последовательное и параллельное соединение множества ПАВ-резонаторов в виде ВШП с большим числом электродов и малым числом электродов в отражателях. В топологии фильтра использовалось многослойное напыление Ti+Al+Ti+Al. Фильтр имеет вносимые потери 1,8 дБ, полосу пропускания 82 МГц, коэффициент прямоугольности 1,9 [23].

В перспективе на основе изложенных конструктивно-технологических методов можно ожидать реализацию ПАВ-устройств, выдерживающих входную мощность единицы ватт в диапазоне частот до нескольких гигагерц.

Создание «интеллектуальных» устройств на ПАВ с новыми возможностями.

По-прежнему полосовые фильтры на ПАВ будут составлять основу техники ПАВ. Однако это будут более “интеллектуальные” фильтры с такими дополнительными возможностями, как преобразование импедансов, переход от небалансного включения к балансному или полное балансное включение и самосогласование для совмещения с современными микросхемами балансных усилителей и смесителей [24, 25].

Полосовые фильтры на ПАВ будут компонентами дуплексоров и мультиплексоров [22]. Например, в чипсете сотового приемопередатчика для поддержки стандартов GSM-850, EGSM-900, DCS-1800 и PCS-1900 фильтрация осуществляется ПАВ-фильтрами на частоты 850, 900, 1800, 1900 МГц соответственно [22]. ПАВ-фильтры, корпусированные по технологии CSSP или WLP, входят в состав такого модуля, изготовленного по технологии LTCC (низкотемпературная керамика). Вообще интеграция ПАВ-, WLPи LTCC-технологий станет платформой для дуплексоров, мультиплексоров и входных модулей смартфонов ближайших поколений.

В последние годы в технике ПАВ получили широкое развитие два направления – радиометки и датчики на ПАВ [21, 26-30].

Радиометки на ПАВ основаны на использовании кодированных устройств на ПАВ, которые реагируют только на сигнал с определенным кодом. Они позволяют дистанционно определять тип товаров в вагонах поездов, автомобилях, магазинах и даже осуществлять идентификацию личности.

Датчики или сенсоры на ПАВ основаны на изменении скорости ПАВ или акустических волн в тонких пластинках при попадании на поверхность даже малых количеств (нескольких молекул) жидких или газообразных веществ. Потенциально объем выпуска радиометок на ПАВ значительно превысит объем выпуска фильтров на ПАВ. Объединение радиометок с различными датчиками приведёт к созданию «интеллектуальных» устройств на ПАВ с возможностью измерения, например, давления, и радиопередачи сигнала с радиометки, содержащего информацию о коде метки и давлении (рис. 1) [26-31].

02-01

Исследования, необходимые для успешного развития техники ПАВ.

Для прогресса техники ПАВ по представленным перспективным направлениям развития необходимо проводить исследования, направленные на повышение технологического уровня устройств на ПАВ по таким аспектам, как: поиск и синтез монокристаллов новых пьезоматериалов; формообразование пластин и кристаллических элементов; прецизионное напыление металлических пленок с точностью до нескольких атомарных слоёв; прецизионная фотолитография для формирования элементов топологий с точностью до нескольких нм и с минимальным размеров менее 100 нм; интеграция ПАВ-, WLPи LTCCтехнологий для корпусирования [32-34]. Перечисленные исследования подготовят базу для создания новых теорий и физических моделей, а также для разработки новых классов и поколений устройств с уникальными характеристиками, определяющими мировой уровень развития техники ПАВ [35-37].

Разработка физико-технических принципов построения приборов селекции частоты на ПАВ

Бурное развитие акустоэлектроники в конце 20 века было вызвано необходимостью создания простых, надежных и миниатюрных устройств обработки радиосигналов для радиоэлектронной аппаратуры, данная задача в области микроэлектроники остается актуальной до настоящего времени. Среди различных типов акустических волн для широкого использования в технике выделяются поверхностные акустические волны (ПАВ), благодаря простоте возбуждения и приема, а также доступности на всем пути распространения для отвода и обработки. Чрезвычайно малое значение скорости звука, составляющая 10-5 скорости распространения электромагнитных волн, а также локализация акустических волн в приповерхностном слое, делает ПАВ незаменимыми в микроволновой технике, где для получения тех же характеристик ранее применялись громоздкие системы. Приборы, основанные на применении ПАВ, имеют крайне малые размеры и массу и, что особенно важно, обладают высокой надежностью. Применение таких приборов в микроэлектронике не только позволяет повысить надежность, уменьшитьгабариты и вес аппаратуры, но часто обеспечивает гораздо лучшие по сравнению с соответствующими электромагнитными аналогами рабочие характеристики.

По мере развития акустоэлектроники было предложено много принципов построения приборов на ПАВ. Были разработаны методы возбуждения и приема волн, отражения, волноводного распространения, фокусировки, которые легли в основу разработок целого ряда приборов, таких как полосовые фильтры, линии задержки, резонаторы на ПАВ и т.д. Элементом, осуществляющим возбуждение и прием акустической волны во всех типах приборов, является встречно-штыревой преобразователь (ВШП), представляющий собой решетку из металлических электродов, нанесенную на поверхность пьезоэлектрика. Другим важнейшим элементом построения ряда приборов на ПАВ является устройство, состоящее из группы металлических полосок, установленным на пути распространения волны. Устройство возбуждает вторичную волну, которая, в зависимости от конфигурации электродов, может быть смещена в пространстве относительно исходного положения или может распространяться в противоположном направлении (многополосковый ответвитель). Также, решетка из металлических электродов может служить для отражения волны. Этот принцип используется при разработке резонаторных структур различных типов.

К началу 90-х годов основным принципом построения приборов на ПАВ было использование трансверсальных конструкций, показанных на рис.1 и 2. Такие конструктивные решения обеспечивали уровень вносимого затухания порядка 15…30 дБ. Поэтому область применения данных приборов была ограничена в основном трактами промежуточной частоты (ПЧ). Тем не менее, такие устройства нашли широкое применение в технике средств связи благодаря возможности сложной частотно-селективной обработки сигналов (телевизионные приемники, рис.3, профессиональная телевизионная аппаратура, рис.4) [1]. В частности, только в СССР выпуск телевизионных фильтров на ПАВ в 1990-1991 г. превышал 10 млн. шт. в год.

Несмотря на широкие перспективы использования приборов на ПАВ и значительный прогресс в разработке их моделей и конструкций, основным вопросом оставался уровень вносимого затухания. Уменьшение потерь в фильтре до 6-8 дБ увеличивает отношение сигнал/шум системы, позволяя использовать ПАВ-фильтр во входных цепях радиотракта, снижает уровень интермодуляционных искажений, уменьшает стоимость, габариты и потребление энергии систем за счет сокращения количества компенсирующих потери усилителей. До середины 80-ых годов основными методами снижения уровня вносимого затухания были: применение конструкций из трех преобразователей; использование преобразователей со структурной асимметрией либо многофазных преобразователей, которые не в полной мере отвечали требованиям радиоаппаратуры либо были нетехнологичны (многослойный процесс изготовления, наличие сложных фазовращательных и согласующих цепей).

В начале 90-х годов получил развитие новый класс приборов на ПАВ, работающий на основе объединения трех физических явлений: возбуждение, прием и отражение волны от неоднородностей (электродов) на поверхности звукопровода. Используемые ранее физические модели преобразователей: модель дельта-функций и квазистатическое приближение – были малопригодны, поскольку позволяли произвести достаточно точный анализ структур с малым уровнем отражений. В основе первого метода лежит разбиение ВШП на элементарные ячейки вдоль направления распространения волны, причем истинное электроупругое поле под преобразователем заменяется полем элементарных источников, излучающих только ПАВ. Значение максимальной интенсивности в пределах одной ячейки определяется величиной перекрытия соседних электродов. Важным преимуществом этой модели является то, что на частотные свойства ВШП решающее влияние оказывают только его периодичность, число δ-источников и распределение максимального значения интенсивности источников, а не закон распределения электроупругого поля. Второй метод основан на использовании функции Грина для описания поверхностного потенциала и является более точным.

Данные методы обеспечивают удовлетворительную сходимость результатов при расчете транверсальных фильтров, поскольку в их составе используются преобразователи с расщепленными электродами, обладающими нулевым коэффициентом отражения при коэффициенте металлизации в электродной структуре 0,5. Однако, они непригодны для анализа структур с ненулевым уровнем отражений, на которых обычно реализуются ПАВ-фильтры с малым вносимым затуханием, поскольку в них не учитывается влияние массовой нагрузки и эффект электрического закорачивания поля.

Необходимость расчета структур, работающих на основе внутренних отражений, потребовала разработки двумерной физической модели, учитывающей влияние масс-электрического нагружения на характеристику преобразователя. Математический анализ таких структур до последнего времени был связан с большими трудностями, поскольку для точного моделирования характеристик требовался учет различных вторичных факторов. Использование теории связанных мод (coupling-of-modes-COM) для анализа преобразователей ПАВ, впервые предложенной К.Хартманом и В.Райтом [2,3], существенно упростило задачу. Основными достоинствами этой модели являются: простая математическая интерпретация, точное моделирование эффектов отражения внутри преобразователя, отказ от использования модели эквивалентной цепи при расчете параметров ВШП.

Совместное использование данной теории с Р-матричным методом представления элементов [4], входящих в конструкцию ПАВ-прибора, позволило создать универсальную методику расчета, пригодную для анализа, как преобразователей, так и отражателей. В общем виде связь выходящих акустических волн и тока с входящими акустическими волнами и потенциалом преобразователя представляется в виде Р- матрицы, при этом акустические порты рассматриваются как порты отражения, а электрический порт совпадает с адмитансным, рис.5:

Р- матрица

Р- матрица

Особое практическое значение представляет модифицированный Р-матричный метод, оперирующий элементарным звеном структуры (одним электродом ВШП или отражателя). С его помощью был разработан целый ряд приборов на ПАВ с уникальными рабочими характеристиками (на основе продольно-связанных резонаторных структур [5], на основе реверсивного МПО [6,7]), рис.6,7.

Объединение модифицированного Р-матричного метода с волноводной теорией распространения ПАВ позволило создать трехмерную модель преобразователя, которая была использована при разработке сверхузкополосных термостабильных ПАВ-приборов на основе продольно связанных резонаторов [8], рис.8, а также сверхминиатюрных трансверсальных фильтров.

Таким образом, разработанные физико-технические принципы пригодны для практической реализации широкого спектра приборов селекции частоты, таких как полосовые фильтры, линии задержки, режекторные фильтры, используемые в системах радиолокации, радиосвязи, радионавигации и телевидения [9].

Литература

  1. Hartmann C., Wright P., Analysis of SAW IDTs with internal reflections and the application to the design of single-phase UDTs, IEEE Ultrason. Symp. Proc., 1982, p.40-45.
  2. Hartmann C.S., A fast accurate method for calculating the SAW and bulk wave radiation admittance of a SAW transducer, Proc. IEEE Ultrason. Symp. 1988, p.39-46.
  3. Plessky V.P., SAW impedance elements, Proc. IEEE Ultrason. Symp. 1994, p.98-104.
  4. Синицына Т.В., Багдасарян А.С., Егоров Р.В. ПАВ-фильтры на основе продольно-связанных структур - Н.-тех. журнал Электронная промышленность, Наука. Технологии. Изделия, М., 2004, стр.14-19.
  5. E.Danicki. A SAW resonator filter exploiting RMSCs.- IEEE Inter. freq. control symp., 1994, pp.337-342.
  6. Синицына Т.В., Багдасарян А.С., Кузнецов М.В.Резонаторные ПАВ-фильтры на основе реверсивного МПО – Научно-технический журнал «Системы и средства связи, телевидения и радиовещания», №1/2, 2003, с.15-20.
  7. Синицына Т.В., Багдасарян А.С., Орлов М.М., Узкополосные ПАВ-фильтры с малыми потерями на основе поперечно-связанной структуры, Научно-технический журнал «Электронная промышленность», Москва, 2004, №1, с.19-25
  8. Багдасарян А.С., Синицына Т.В.Селективные акустоэлектронные приборы на основе однонаправленных структур поверхностных акустических волн – Монография, Москва, 2004, 103 с.

ПАВ-фильтры с малыми потерями на основе U-образного ответвителя

Представлены результаты исследований фильтров на поверхностных акустических волнах, использующие U-образный  многополосковый ответвитель. Описана методика расчета, основанная на теории связанных мод. Проведен анализ экспериментальных результатов для двух срезов ниобата лития: 41°УХ и 128°УХ.

В устройствах на поверхностных акустических волнах (ПАВ) широко используются многополосковые ответвители (МПО). Это связано, во-первых, с возможностью передачи энергии ПАВ из канала в канал, что позволяет использовать универсальность, которую дает аподизация (изменение величины перекрытия электродов) двух преобразователей, и сводит практически на нет искажения частотной характеристики, обусловленные объемными волнами и сигналом тройного прохождения. Во-вторых, МПО обеспечивают дополнительную фильтрацию и, в-третьих, использование МПО в качестве отражателя ПАВ позволяет уменьшить вносимые потери, обусловленные двунаправленностью излучения встречно-штыревых преобразователей (ВШП). В статье рассмотрены вопросы конструирования ПАВ-фильтров с малыми потерями, использующих МПО U-образной формы.

Известно, что в простом МПО на половинной длине переноса, N=1,16(ΔV/V),  энергия ПАВ одинаково распределяется между каналами, при этом фаза выходного сигнала в одном канале опережает фазу в другом канале на π/2. Такой ответвитель довольно часто применяется на практике и носит название 3 дБ-МПО. Если придать  ему U-образную форму и разместить внутри симметричный однородный преобразователь со сдвигом от центра симметрии на 1/4 длины волны, то будет обеспечено направленное излучение волны в одном из направлений по оси Х. В соответствии с принципом взаимности в противоположном направлении волна не будет отражаться, если преобразователь согласован. Это свойство позволяет минимизировать сигнал тройного прохождения в устройствах на ПАВ. Причем, лучшая совокупность параметров достигается при использовании такой структуры в составе кольцевого фильтра, структурная схема которого приведена на рис.1.

Рис.1. Структурная схема фильтра на основе U-образного МПО

Рис.1. Структурная схема фильтра на основе U-образного МПО

Проведенный в рамках данной работы теоретический анализ кольцевого фильтра основан на Р-матричном методе представления элементов, входящих в конструкцию,  и  выводах [1], расширенных в части коэффициента отражения преобразователя. Это позволило в дальнейшем рассчитывать структуры с произвольным числом электродов на длину волны и использовать пьезоматериалы со средней величиной коэффициента связи.

Коэффициенты рассеяния многополоскового ответвителя S12 и S14 зависят  только от числа электродов в МПО и соотношения общей длины ответвителя к длине его рабочей зоны:

Pic21

где Npм – число полос в МПО; Nc=2,32/dV – число полос, необходимое для полной перекачки энергии; W0 – рабочая длина МПО; Wм – общая длина полос в МПО.

Тогда проводимости структуры, содержащей U-образный МПО и вложенный в него преобразователь, можно представить в  виде системы уравнений:

Pic22

где R’, T’, P’12 – элементы Р-матрицы проводимости; t3 и t4 – зазоры между ВШП и плечами ответвителя.

            Совместное решение данной системы для случаев короткого замыкания и холостого хода с учетом симметрии структуры, дает полную входную/выходную проводимости кольцевой структуры на основе U-образного МПО:

Pic23

Следует отметить, что в одноканальной структуре уровень сигнала тройного прохождения достаточно велик. Для его снижения при разработке конструкции непосредственно кольцевого фильтра, показанного на рис.1, была введена структурная асимметрия по оси У за счет увеличения зазоров t2 и t2 на 1/4 длины волны. Кроме того, недостатком структур на основе U-образного МПО являются дополнительные вносимые потери, связанные с генерацией акустических волн изогнутыми участками ответвителя. Для их уменьшения  предложено использовать угол скоса, в направлении которого  поток энергии распространения волны минимален [2]. Так для 128°УХ-среза ниобата лития этот угол составляет 60°, для 41°УХ-среза ниобата лития порядка 45°.

Синтез амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) фильтров такой конструкции проводился на основе программы, разработанной на базе пакета MathCAD. Входными параметрами программы являются: параметры материала звукопровода (коэффициент связи, диэлектрическая проницаемость,  коэффициент затухания ПАВ при распространении), эффективная скорость и коэффициент отражения в структурах, а также геометрия конструкции (число штырей в преобразователях, число полос в МПО, рабочая апертура, общая длина полос в ответвителе, коэффициент металлизации и величины зазоров).

На основе полученных выше результатов были разработаны и серийно освоены фильтры 4 и 5 эфирных телевизионных каналов [3]. В качестве материала звукопровода фильтра 4 эфирного канала использовался 128°УХ-срез ниобата лития, для 5 канала - 41°УХ-срез ниобата лития. В обоих случаях реализована ширина полосы пропускания порядка 10%. Уровень вносимого затухания составлял 8 дБ и 4,5 дБ, соответственно.   При этом уровень сигнала тройного прохождения во втором случае был значительно выше. Достаточно большой уровень вносимого затухания в фильтрах был обусловлен неоптимальным выбором числа полос в МПО, а именно не была учтена нерабочая зона ответвителей. На рис.2 приведены в сравнении расчетная и экспериментальная характеристики фильтра 5 канала. Получено хорошее совпадение результатов.

Рис.2. Теоретическая и экспериментальная характеристики фильтра ФТКП-5М (95 МГц): 41°LN - авн=4,5 дБ; Δf=10%

Рис.2. Теоретическая и экспериментальная характеристики фильтра
ФТКП-5М (95 МГц): 41°LN - авн=4,5 дБ; Δf=10%

Исходя из результатов экспериментальных исследований по данному типу конструкции, можно сделать следующие выводы:

  1. Использование однонаправленных структур на основе U-образного МПО позволяет реализовать ПАВ-фильтр с полосой пропускания 7…11%. Дальнейшее расширение полосы пропускания ограничено малым числом электродов и, следовательно, ухудшением совокупных параметров фильтра (увеличенная изрезанность характеристики в полосе пропускания, малый уровень подавления внеполосных сигналов).
  2. Основное достоинство таких структур  заключается в использовании малой толщины напыления, независимо от типа используемого пьезоматериала, что делает их очень технологичными.

Рис.3. Теоретическая и экспериментальная характеристики фильтра ФТКП-5М (95 МГц): 41°LN - авн=4,5 дБ; Δf=10%

Рис.3. Теоретическая и экспериментальная характеристики фильтра
ФТКП-5М (95 МГц): 41°LN - авн=4,5 дБ; Δf=10%

Высокоизбирательные ПАВ-фильтры с малым вносимым затуханием

Использование фильтров на поверхностных акустических волнах (ПАВ) в составе современных систем связи предъявляет жесткие требования к их параметрам, а именно обеспечение высокой избирательности во внеполосной области характеристики в сочетании с малым уровнем вносимого затухания в полосе пропускания. Данные требования носят противоречивый характер. Так, высокая избирательность обычно связана с применением стандартных транверсальных фильтров,  уровень вносимого затухания которых составляет 15…25 дБ. Использование резонаторных конструкций позволяет снизить уровень вносимого затухания до 2…6 дБ, однако при этом уровень гарантированного затухания в ближних зонах не превышает 20…40 дБ.

В данной работе были исследованы различные методы увеличения избирательности фильтра во внеполосной области на основе двух типов конструкций: продольно-связанных резонаторных структур и структур на основе реверсивного многополоскового ответвителя (РМПО).

Основным достоинством данных конструкций является малое вносимое затухание в полосе пропускания фильтра 1…6 дБ в зависимости от ширины полосы пропускания, что обеспечивается за счет объединения преобразователей и отражателей (либо ответвителей) различными конструктивными способами.

Для реализации высокой избирательности были использованы следующие конструктивно-технологические методы:

Это позволило обеспечить избирательность более 50 дБ при уровнях вносимого затухания 2…4,5 дБ. Типичные характеристики приведены на рис.1,2. Следует отметить, что для обеспечения малой неравномерности в полосе пропускания фильтров на основе РМПО была введена структурная асимметрия, а именно центры преобразователей были разнесены на ¼ длину волны.

АЧХ фильтра на основе продольно-связанной структуры

Рис.1. АЧХ фильтра на основе продольно-связанной структуры

 АЧХ фильтра на основе реверсивного МПО

Рис.2. АЧХ фильтра на основе реверсивного МПО

Применение ПАВ-фильтров в системах эфирного телевизионного приема в условиях города

Приведены результаты исследования и практической реализации применения фильтров на поверхностных акустических волнах (ПАВ) класса “low-loss” в системах эфирного коллективного телевизионного приема в условиях городской застройки. Проанализировано использование схемы канальных усилителей, в которых  частотная избирательность осуществляется высокочастотными ПАВ-фильтрами, включенными на входе и выходе усилителя.

I. Введение                                      

В настоящее  время в России наблюдается бурный рост информационных технологий. Важное место в этом процессе занимает решение задачи многоканального телевизионного приема в городах, поселках и частных строениях (коттеджах, коттеджных и дачных посёлках). Вне больших городов телевизионный прием зачастую производится с разных направлений от источников сигнала, мощность поля от которых в точке приёма может различаться в сотни раз. В больших городах ситуацию осложняет переотражение от элементов разноэтажной застройки и индустриальные радиопомехи. Обеспечить в такой ситуации качественный прием и распределение в коллективной сети десяти – пятнадцати телевизионных программ возможно при выполнении следующих условий:

Данная работа посвящена решению задачи фильтрации и выравнивания телевизионных каналов (ТВК) при помощи высокочастотных канальных ПАВ-фильтров, являющихся основной частью канальных усилителей (КУ), работающих в составе систем коллективного телевизионного приема (СКТП).

II. Основная часть

      Инновационный аспект работы состоит в том, что избирательность КУ достигается высокочастотными фильтрами на ПАВ с малыми потерями (фильтры класса “low-loss”), которые устанавливаются на входе и выходе каждого усилителя.   На рис.1 показана структурная схема построения канального усилителя с применением высокочастотных ПАВ-фильтров. Требования к электрическим характеристикам ПАВ-фильтров, необходимых для таких КУ, следующие [1]:

Структурная схема канального усилителя с использованием высокочастотных ПАВ-фильтров

Рис.1. Структурная схема канального усилителя с использованием высокочастотных ПАВ-фильтров

Важнейшей задачей при разработке данных фильтров являлось нахождение компромисса [2] между такими параметрами назначения фильтра, как вносимое затухание, избирательность, ширина полосы пропускания. Относительная ширина полосы пропускания (Df/fном) должна варьироваться в широких пределах для различных ТВ-каналов, при этом избирательность по соседним ТВК желательно иметь максимальной. Для реализации требуемых параметров исследованы три типа конструкций: резонаторные структуры продольно-связанного типа, двухканальные структуры на основе U-образного МПО, двухканальные резонаторные структуры на основе реверсивного многополоскового ответвителя. Выбор сделан в пользу структуры первого типа. Конструкция ПАВ-фильтра данного типа показана на  рис.2, а экспериментальные АЧХ фильтров 8-го и 29-го ТВК – на рис. 3 и 4 соответственно.

Рис.2. Конструкция ПАВ-фильтра на основе продольно-связанной структуры

Рис.2. Конструкция ПАВ-фильтра на основе продольно-связанной структуры

Испытания канальных усилителей на реальных объектах Москвы и Подмосковья показали перспективность данного решения. Дополнительным его преимуществом является высокая частотная избирательность при относительно низкой стоимости КУ. Кроме того, данное схемотехническое решение позволяет отказаться от двойного преобразования частоты и использовать схему прямого усиления, а также практически полностью исключить взаимные влияния соседних КУ, что уменьшает стоимость и повышает надежность головной станции  в целом.

i_i13

Рис. 3. Экспериментальная АЧХ фильтра 8-ТВК

Рис. 4. Экспериментальная АЧХ фильтра 29-ТВК

Рис. 4. Экспериментальная АЧХ фильтра 29-ТВК

III. Заключение

В работе исследован способ фильтрации и выравнивания сигналов телевизионных вещательных каналов при помощи высокочастотных канальных фильтров на ПАВ, являющихся основной частью канальных усилителей в составе систем коллективного телевизионного приема.